射頻非線性器件的建模與測(cè)試

2017-08-11  by:CAE仿真在線  來(lái)源:互聯(lián)網(wǎng)

在快速發(fā)展、競(jìng)爭(zhēng)激烈的非線性設(shè)計(jì)領(lǐng)域,能夠用最短的時(shí)間將新器件技術(shù)轉(zhuǎn)變?yōu)樽罱K產(chǎn)品的能力是公司取得成功的關(guān)鍵。近來(lái)發(fā)展最好的方法是使用行為模型。此方法與相關(guān)測(cè)試測(cè)量方案的優(yōu)點(diǎn)相結(jié)合,可以極大地縮短產(chǎn)品設(shè)計(jì)周期。本文將闡述一種專門的測(cè)量/建模解決方案,無(wú)論是簡(jiǎn)單的50歐姆系統(tǒng)級(jí)測(cè)試,還是需要波形工程的針對(duì)任意負(fù)載阻抗的全諧波特性描述,都可以進(jìn)行表征。

1.Cardiff Model Lite

1.1 測(cè)量基于多諧波失真 (PHD) 模型

近幾年,隨著大量成形的商用解決方案的發(fā)布,例如 Mesuro 的 Cardiff Model 系列,使得非線性器件的行為建模受到了極大的關(guān)注。

人們對(duì)此類模型的期望很高,但是,要想從這些模型中獲得最大的幫助并準(zhǔn)確地模擬器件的性能,就必須充分理解模型的工作原理和適用的條件。

1.2 三階 PHD 模型,Cardiff Model Lite:

“Cardiff Model Lite”基于三階多項(xiàng)式模型,允許在大信號(hào)情況下擴(kuò)展 S 參數(shù)。它采用多諧波失真 (PHD) 行為模型公式 [1],如圖 1 所示。它基于諧波疊加原理,此原理可以描述為激勵(lì)“A”波 (Aqn) ,圍繞大信號(hào)操作點(diǎn) (LSOP) 進(jìn)行線性映射,實(shí)現(xiàn)線性化的大信號(hào)“B”波 (Bpm) 響應(yīng)。

圖 1:PHD 模型多項(xiàng)式

DUT 首先由基波驅(qū)動(dòng),在本例中為 A11。在每個(gè)基波輸入功率 (A11) 下,也會(huì)同時(shí)在各諧波頻率下加入一個(gè)小信號(hào)對(duì)器件進(jìn)行擾動(dòng)(Aqn – 其中 q 表示端口序號(hào),n 表示諧波階數(shù))。這可以通過(guò)網(wǎng)絡(luò)分析儀中的第二個(gè)源實(shí)現(xiàn)。此信號(hào)源的相位通過(guò)至少 6 個(gè)不同的相位點(diǎn)進(jìn)行掃描,以使模型正確地預(yù)測(cè)器件性能。使用 Mesuro CML 單元內(nèi)提供的電路,可在器件兩端完成此擾動(dòng)處理。因此,對(duì)于每一個(gè)諧波分量,通過(guò)最小二乘擬合算法應(yīng)用于測(cè)量數(shù)據(jù),可以獲得相應(yīng)的模型參數(shù) S 和 T。

所有三階行為模型均為局部模型,僅適用于特定的操作條件如阻抗、偏差、溫度等。只有正確地進(jìn)行測(cè)量,模型才能在測(cè)量范圍內(nèi)高度準(zhǔn)確的預(yù)測(cè)器件的性能,并作出正確的外推。請(qǐng)注意,必須謹(jǐn)慎對(duì)待外推,如果過(guò)度偏離測(cè)量的操作條件,此類模型會(huì)返回模棱兩可的結(jié)果。最好是在 I-V 空間中考慮此外推過(guò)程(采用非數(shù)學(xué)方法!)。PHD 模型的提取過(guò)程需要在器件的輸入和輸出端激勵(lì)基波和諧波的小信號(hào),并且還要能夠改變相位。

圖 2: F0 擾動(dòng)下的典型阻抗掃描

為簡(jiǎn)單起見,我們以基波為例,注入信號(hào)會(huì)導(dǎo)致阻抗發(fā)生變化,測(cè)量負(fù)載變化或 “負(fù)載牽引”的示例如圖 2 所示。同時(shí),利用圖 3 所示的晶體管 I-V 曲線和 RF 負(fù)載線,就可以推測(cè)出圖 3 左側(cè)所示的系統(tǒng)阻抗下的壓縮特性(標(biāo)稱阻抗 50 歐姆)。此時(shí),改變負(fù)載,負(fù)載線就會(huì)上下移動(dòng),從而有效地“映射”如右圖所示的器件邊界特性。

圖 3 - 阻抗為 50 歐姆和阻抗掃描時(shí)的負(fù)載線

如果我們關(guān)注膝點(diǎn)區(qū)域,使用測(cè)量數(shù)據(jù)施加曲線擬合,就可以準(zhǔn)確地對(duì)測(cè)量數(shù)據(jù)進(jìn)行建模。少量外推會(huì)產(chǎn)生比較好的效果,但是,過(guò)多的外推會(huì)導(dǎo)致模型失效,如圖 4 所示。

很明顯,如果正確使用此模型,將會(huì)是模擬器獲得非線性數(shù)據(jù)的卓越方法,同時(shí)應(yīng)采用與 S 參數(shù)模型類似的方法來(lái)考慮此模型。采用與 S 參數(shù)類似的方法時(shí),如果將細(xì)密網(wǎng)格用于頻率和偏差,則模擬器的內(nèi)推將產(chǎn)生良好的效果。典型應(yīng)用是在系統(tǒng)級(jí)仿真時(shí),對(duì)大量的“50 歐姆”器件進(jìn)行串聯(lián),并分析它們的基波和諧波特性。類似技術(shù)也可用于負(fù)載阻抗,例如對(duì)功率晶體管建模來(lái)設(shè)計(jì)放大器;此內(nèi)容將在“Cardiff Model+”部分詳細(xì)探討。

圖 4 – 模型失效的膝區(qū)“擬合”示例

1.3 試驗(yàn)布置和測(cè)量

第一階段是將只能進(jìn)行線性測(cè)量的 VNA 轉(zhuǎn)變?yōu)槟軌驕y(cè)量諧波相位關(guān)系的非線性 VNA。然后,將其用于重建時(shí)域波形。此時(shí)需要相位基準(zhǔn)在掃描 VNA 頻率時(shí)跟蹤相位關(guān)系。Mesuro/Rohde & Schwarz 方法采用經(jīng)調(diào)整處理的非線性設(shè)備,在基本頻率下進(jìn)行壓縮測(cè)量。此設(shè)備與使用梳狀諧波發(fā)生器(基于階躍恢復(fù)二極管或非線性傳輸線)的其他商業(yè)產(chǎn)品不同,可以在較高頻率下驅(qū)動(dòng)。由于大部分能量集中在測(cè)量頻率處,該方法可以改善諧波分量的表征,并且在參考器件的初始表征以及進(jìn)行非線性測(cè)量時(shí)提供更大的動(dòng)態(tài)范圍。

對(duì)于諧波模型提取,需要額外的硬件發(fā)送和組合信號(hào),以實(shí)現(xiàn)在器件的輸入和輸出端進(jìn)行所需的擾動(dòng)測(cè)量。Mesuro CML 單元(如圖 5 所示)將相位基準(zhǔn)和信號(hào)調(diào)節(jié)硬件集于一體,可以與任何 4 端口 R&S ZVA 矢網(wǎng)一起使用,并且可覆蓋的頻率范圍可達(dá) 67GHz。

圖 5 - Mesuro CML 硬件

Mesuro CML 發(fā)生器的軟件套件(請(qǐng)參見圖 6 和圖 7)可以進(jìn)行非常方便的設(shè)置和靈活測(cè)量,從而得到最佳模型。特色功能包括:

? 器件預(yù)表征測(cè)量,讓用戶更好的了解提取的關(guān)鍵參數(shù)。

? 相位點(diǎn)數(shù)的靈活性。

? 獨(dú)立控制擾動(dòng)信號(hào)的幅度大小 - 對(duì)各諧波進(jìn)行源功率校準(zhǔn)。

? 后期分析工具可以顯示實(shí)際的負(fù)載擾動(dòng)和根據(jù)測(cè)量的數(shù)據(jù)集驗(yàn)證模型擬合的關(guān)鍵能力

圖 6:測(cè)量性能和建模性能之間的對(duì)比

圖 7:提取的模型參數(shù)

2.負(fù)載牽引、波形工程和 Cardiff Model+

2.1 基于 VNA 的有源負(fù)載牽引架構(gòu)

非線性器件不能總是只基于 50 歐姆的阻抗環(huán)境,而且與線性 S 參數(shù)不同,它無(wú)法將一個(gè)阻抗下測(cè)量的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為另一阻抗下測(cè)量的數(shù)據(jù)。因此,為了獲取必要的設(shè)計(jì)信息,需要對(duì)器件在不同阻抗下的特性全部進(jìn)行測(cè)試,這導(dǎo)致測(cè)量集合顯著增加。幸運(yùn)的是上述 Cardiff Model Lite 系統(tǒng)中的相同“模型單元”可再次使用來(lái)實(shí)現(xiàn)功能更強(qiáng)的系統(tǒng)。通過(guò)添加額外的信號(hào)源和合路器,就可以使新系統(tǒng)能夠在基波和諧波頻率下進(jìn)行阻抗控制。然后,通過(guò)偏置和阻抗變化,就可以利用得到的波形深入了解 DUT 特性或優(yōu)化性能(波形工程)。開環(huán)有源諧波負(fù)載牽引系統(tǒng)的示意圖如圖 8 所示。

開環(huán)有源負(fù)載牽引 [2](如圖 8 所示)是無(wú)源負(fù)載牽引技術(shù) [3] 的替代選擇, “a2”由相位同步信號(hào)源取代,反射信號(hào)的幅度和相位也可以綜合改變。值得注意的是,每個(gè)諧波的控制需要單獨(dú)的源。

圖 8 - 開環(huán)諧波負(fù)載牽引示意圖

Rohde & Schwarz 最新的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀能夠完美地用于此方法,全新的ZVA 具有4個(gè)基于“直接數(shù)字合成 (DDS)”的源。這在許多方面都可以帶來(lái)很大的好處。首先,在同時(shí)執(zhí)行基次、二次和三次諧波負(fù)載牽引時(shí),可以提供足夠的源來(lái)驅(qū)動(dòng)器件。此外,多個(gè) DDS 源之間不會(huì)隨著時(shí)間出現(xiàn)相位的相對(duì)漂移。

在圖 9所示的 DDS 合成器中,調(diào)諧控制字定義相位變化的梯度以及 DDS 的頻率。正弦波查找表將相位值重新轉(zhuǎn)換為數(shù)字幅度值,例如,對(duì)于 16 位控制字,可以從 0 到 65536。再由 D/A 轉(zhuǎn)換器得到正弦波;然后使用抗混疊低通濾波器濾波。此正弦波被用作鑒相器的參考信號(hào)。然后,PLL(鎖相環(huán))將 VCO(壓控振蕩器)的相位與參考信號(hào)鎖定起來(lái)。這樣就可以通過(guò) DDS 信號(hào)設(shè)置 VCO 頻率。

圖 9 - 基于 DDS 的信號(hào)源

與采用模擬的 PLL 設(shè)計(jì)相比,此類源具有許多優(yōu)勢(shì),包括改善相位噪聲,提高頻率捷變速度以及精確控制輸出相位和頻率等。由于用于下變頻的本地振蕩器和所有內(nèi)部源均由 R&S ZVA 的同一個(gè)數(shù)字時(shí)鐘驅(qū)動(dòng),因此,測(cè)量信號(hào)幾乎沒(méi)有漂移現(xiàn)象。

文獻(xiàn)[4] 對(duì)此在 24 小時(shí)周期內(nèi)進(jìn)行了測(cè)試和驗(yàn)證展示。這個(gè)主要有兩個(gè)好處。第一,它允許以更高的頻率進(jìn)行有源負(fù)載牽引,使用模擬 PLL 的源之間會(huì)產(chǎn)生漂移從而使有源負(fù)載牽引方法變得不可行。在基于 R&S ZVA 的方案中,Mesuro 已實(shí)現(xiàn)頻率高達(dá) 60GHz的精確有源負(fù)載牽引。第二,由于 LO 也與信號(hào)發(fā)生器鎖定在一起,可以實(shí)現(xiàn)不同掃描之間非常穩(wěn)定的相位關(guān)系,從而使重構(gòu)出來(lái)的波形不隨時(shí)間發(fā)生變化。這意味著只需要在校準(zhǔn)期間對(duì)相位基準(zhǔn)進(jìn)行確認(rèn),就允許在有源諧波負(fù)載牽引時(shí)使用ZVA所有的源。

2.2 有源負(fù)載牽引和波形工程的好處

上述有源負(fù)載牽引方法有很多好處,包括能夠在史密斯圓圖內(nèi)外控制阻抗,減少系統(tǒng)占用面積以及最重要的提高測(cè)試速度。最近發(fā)表的論文 [5] 表明,使用相同的測(cè)量?jī)x器和設(shè)置時(shí),可將 100 點(diǎn)負(fù)載網(wǎng)格的測(cè)試速度減少7倍,即從 4.5 分鐘縮短到只有 41 秒。該論文還展示了獲得專利的準(zhǔn)閉環(huán)架構(gòu),其在測(cè)量速度極其重要的情況下大有幫助,例如在生產(chǎn)環(huán)境中。此架構(gòu)保持了開環(huán)方法的系統(tǒng)穩(wěn)定性,同時(shí)進(jìn)一步提高速度,相同的負(fù)載牽引測(cè)試時(shí)間縮短為只有 18.5 秒。

對(duì)于希望不僅僅改善負(fù)載牽引性能的人士來(lái)說(shuō),該系統(tǒng)也可用于測(cè)量和設(shè)計(jì)器件的時(shí)域電壓和電流波形。此方法可以為設(shè)計(jì)師提供非常有價(jià)值的器件特性視角。波形工程主要有兩個(gè)應(yīng)用方向 [6],第一個(gè)應(yīng)用是工藝開發(fā)方面,波形工程可用于確定工藝問(wèn)題的根源 [7]。第二個(gè)應(yīng)用是優(yōu)化器件特性,無(wú)需迭代就能實(shí)現(xiàn)最好的設(shè)計(jì)[8-9]。

2.3 案例一 – 器件特性退化

此案例[7] 將說(shuō)明使用波形工程來(lái)分析出現(xiàn)特性退化的 GaN HFET 器件,通過(guò)結(jié)合 RF 和 DC 測(cè)量來(lái)分析問(wèn)題的根本原因。圖 10 所示為通過(guò)輸出電流波形(疊加 100 個(gè)波形)觀察到的退化現(xiàn)象,原始波形顯示為紅色,最終波形顯示為藍(lán)色。

圖 10 – 顯示退化的輸出電流波形

峰值電流明顯減小,導(dǎo)致輸出功率和效率降低。接下來(lái)進(jìn)行應(yīng)力測(cè)試,要完成此測(cè)試,首先在加電開啟時(shí)進(jìn)行 DC 和 RF 測(cè)量,然后在 90 分鐘后再次進(jìn)行 DC 和 RF 測(cè)量。圖 11 所示為疊加 RF 負(fù)載線(通過(guò)根據(jù)輸出電流繪制輸出電壓而形成)的 DCIV曲線,紅色是初始時(shí)的測(cè)試值,應(yīng)力測(cè)試后,在 RF 負(fù)載線和 DCIV 曲線中均可看出退化。

圖 11 - RF 負(fù)載線和 DCIV 曲線預(yù)應(yīng)力和后應(yīng)力分析

使用波形工程,可以只在器件的部分IV 區(qū)域進(jìn)行表征。例如,通過(guò)將器件偏置在低漏極電壓和高靜態(tài)電流的工作狀態(tài),然后限制輸入功率,就可以只表征 IV 曲線的高電流區(qū)域,如圖 12 所示。相反地,通過(guò)將器件偏置在較高的漏極電壓和低靜態(tài)電流狀態(tài),可以只表征 IV 特性的高電壓區(qū)域,如圖 13 所示。在這兩種情況下,盡管保持 RF輸入功率不變,但是看一下 DCIV曲線,可以清楚的看到器件退化是由高電壓區(qū)域內(nèi)的強(qiáng)電場(chǎng)造成的,而非高電流產(chǎn)生的熱效應(yīng)造成的。了解這方面的信息后,工藝開發(fā)團(tuán)隊(duì)就可以定位問(wèn)題所在,及時(shí)解決問(wèn)題。

圖 12 - 只高電流激勵(lì)的應(yīng)力測(cè)試

圖 13 - 只高電壓激勵(lì)的應(yīng)力測(cè)試

2.4 Cardiff Model+

上面已經(jīng)展示了波形工程的重要作用,本節(jié)將說(shuō)明如何利用更加高級(jí)的行為模型將設(shè)計(jì)過(guò)程移回到仿真器中。雖然行為建模技術(shù)(例如 X-Parameters?)可以解決阻抗的問(wèn)題,但對(duì)于每一個(gè)阻抗點(diǎn),都需要?jiǎng)?chuàng)建大量的非線性模型數(shù)據(jù),同時(shí)還需要在仿真器中進(jìn)行大量的內(nèi)插。相反地, Cardiff Model+ 多項(xiàng)式,盡管也是從 PHD 模型多項(xiàng)式衍生而來(lái),卻能夠擴(kuò)展多項(xiàng)式的階數(shù),使單個(gè)模型就可適用于所有阻抗情況 [10]。這樣可以顯著減小模型文件的大小。

2.5 案例研究 – Cardiff Model+

本案例展示了一個(gè)0.5W pHEMT 器件在9GHz 建模的過(guò)程和結(jié)果。在本例中,模型只針對(duì)諧波阻抗的一些固定集合,但也可根據(jù)需要包含在多項(xiàng)式中。一旦完成負(fù)載牽引測(cè)量,創(chuàng)建模型的過(guò)程就變得非常簡(jiǎn)單,將測(cè)試數(shù)據(jù)加載到模型生成軟件,選擇相應(yīng)的模型類型,在本例中只選擇基本模型,然后導(dǎo)出模型。模型文件還可以導(dǎo)出為適合 ADS 或 Microwave Office 軟件使用的格式,如圖 14 所示。

圖 14 - 模型生成軟件

一旦模型完成,就可在模型生成器中直接驗(yàn)證結(jié)果。導(dǎo)出的模型可在 CAD 環(huán)境中使用,請(qǐng)參見圖 15,而且可以進(jìn)行傳統(tǒng)的功率和效率分析以及執(zhí)行波形工程。

圖 15 - 在 Microwave Office 中運(yùn)行的 Cardiff Model+

圖 16 和 17 分別展示了建模和測(cè)量的負(fù)載牽引測(cè)試圓圖和波形的對(duì)比,說(shuō)明模型準(zhǔn)確預(yù)測(cè)器件在不同阻抗性能的能力。

圖 16 -建模和測(cè)量的負(fù)載牽引曲線

圖17 -建模和測(cè)量的時(shí)域電壓和電流波形

4. 結(jié)論

本文展示了如何將 VNA 技術(shù)的發(fā)展與非線性測(cè)量解決方案的發(fā)展相結(jié)合,以使新器件和集成非線性器件模塊的設(shè)計(jì)流程實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單化。介紹并探討了 Cardiff Model Lite 這一簡(jiǎn)單的行為模型及其作為基本模型的限制。還介紹了根據(jù) Rohde & Schwarz VNA 最新技術(shù)開發(fā)的最先進(jìn)的測(cè)量系統(tǒng),說(shuō)明了如何使用有源負(fù)載牽引改善負(fù)載牽引平臺(tái)的性能。接下來(lái),通過(guò)工藝開發(fā)和大功率放大器設(shè)計(jì)方面的案例研究,介紹了波形工程。最后介紹了更加高級(jí)的行為模型多項(xiàng)式 Cardiff Model+,允許用戶將波形工程方法完全嵌入到仿真環(huán)境中。

作者

Dr. Tudor Williams,Mesuro

Dr. Randeep Saini,Mesuro

Simon Mathias,Mesuro

Andreas Henkel,Rohde & Schwarz

[1] Jan Verspecht, David E. Root, “Poly-harmonic Distortion Modeling”, IEEE microwave magazine 1527-3342/06, June 2006.

[2] Takayama, Y. “A New Load-Pull Characterization Method for Microwave Power Transistors” MTT-S International Microwave Symposium Digest 1976, Volume 76, Issue 1, Page(s):218 – 220

[3] Technical data sheet 4T-070 Maury Microwave. “High-Gamma Automated Tuners (HGTTM)”

[4] A. Aldoumani, P.J.Tasker. R.S. Saini, J.W. Bell, T. Williams and J.Lees, “Operation and Calibration of a VNA-based Large signal RF I-V Waveform Measurement System without using a Harmonic Phase Reference Standard” 81st ARFTG microwave measurement conference, June 7th, 2013.

[5] Tudor Williams, Brian Wee, Randeep Saini, Simon Mathias and Marc Vanden Bossche, “A Digital, PXI-Based Active Load-Pull Tuner to MAximise Throughput of a Load-Pull Test Bench”, 83rd ARFTG microwave measurement conference, June 6th, 2014.

[6] Paul Tasker “Practical Waveform Engineering” IEEE Microwave Magazine, December 2009.

[7] Christopher J.Roff. “Application of waveform Engineering to GaN HFET Characterisation and Class F Design” PhD Thesis, University of Wales Cardiff, January 2009.

[8] Iwata, M et al. ‘First Pass Design of A High Power 145W, High Efficiency Class J Amplifier using Waveform Engineering.’ IEEE Radio and Wireless Week 2013.

[9] Wright. P, Lees. J, Benedikt. J, Tasker. P.J, Cripps. S.C ‘A Methodology for Realizing High Efficiency Class-J in a Linear and Broad-band PA’ IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 57, No 12, December 2009.

[9] Woodington. S.P, Saini, R.S, Williams. D, Lees. J, Benedikt. J, Tasker, P.J. “Behavioral model analysis of active harmonic load-pull measurements’ Microwave Symposium Digest, 2010.

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