數(shù)字工程師需要掌握的射頻知識

2017-07-01 by:CAE仿真在線來源:互聯(lián)網(wǎng)

做為一名高速數(shù)字電路設(shè)計或測試的工程師,僅僅借助于傳統(tǒng)的時域方法去對信號和傳輸通道進(jìn)行研究會面臨很多制約。數(shù)字工程師需要掌握哪些射頻知識呢?讓我們分兩期帶大家去了解一下。

*** 上篇 ***

一、前言

隨著人們對于海量數(shù)據(jù)傳輸和存儲的需要,越來越多的數(shù)字總線數(shù)據(jù)速率達(dá)到了Gbit/s以上,比如HDMI的數(shù)據(jù)速率達(dá)到3.4Gb/s,USB3.0 的數(shù)據(jù)速率達(dá)到5Gb/s,SATA的數(shù)據(jù)速率達(dá)到6Gb/s,PCIE3.0的數(shù)據(jù)速率達(dá)到8Gb/s,通信中也越來越多采用10Gb/s或25Gb/s的速率進(jìn)行信號傳輸。這些數(shù)字信號的數(shù)據(jù)速率已經(jīng)達(dá)到甚至超過了我們傳統(tǒng)上所說的射頻或微波的頻段,真實(shí)的數(shù)字信號在傳輸過程中,也越來越多地表現(xiàn)出其微波電路的特性。

在對這些高速信號進(jìn)行分析時,傳統(tǒng)的時域分析方法面臨精度不夠以及分析手段欠缺等問題,而射頻微波領(lǐng)域的頻域的分析手段則非常成熟和完善。因此,對于高速數(shù)字信號的分析和測量也越來越多地開始采用一些射頻或微波的分析方法。

二、數(shù)字信號的帶寬

要進(jìn)行數(shù)字信號的分析,首要的原因是真實(shí)傳輸?shù)母咚贁?shù)字信號已經(jīng)遠(yuǎn)遠(yuǎn)不是教科書里理想的0/1電平。真實(shí)的數(shù)字信號傳輸過程中一定會有一些(甚至很嚴(yán)重的)失真和變形。

圖1. 理想和真實(shí)數(shù)字信號的差異

要進(jìn)行數(shù)字信號的研究,首先要得到真實(shí)的數(shù)字信號波形,這就涉及到使用的測量儀器問題。觀察電信號的波形的最好工具是示波器,當(dāng)信號速率比較高時,一般所需要的示波器帶寬也更高。如果使用的示波器帶寬不夠,信號里的高頻成分會被濾掉,觀察到的數(shù)字信號也會產(chǎn)生失真。很多數(shù)字工程師會習(xí)慣用諧波來估算信號帶寬,但是這種方法不太準(zhǔn)確。

對于一個理想的方波信號,其上升沿是無限陡的,從頻域上看它是由無限多的奇數(shù)次諧波構(gòu)成的,因此一個理想方波可以認(rèn)為是無限多奇次正弦諧波的疊加。

但是對于真實(shí)的數(shù)字信號來說,其上升沿不是無限陡,因此其高次諧波的能量會受到限制。比如下圖是用同一個時鐘源分別產(chǎn)生的50Mhz和250MHz的時鐘信號的頻譜,我們可以看到雖然輸出時鐘頻率不一樣,但是信號的主要頻譜能量都集中在5GHz以內(nèi),并不見得250MHz的頻譜分布就一定比50MHz的大5倍。

圖2. 同一信號源產(chǎn)生的不同頻率時鐘信號的頻譜

對于真實(shí)的數(shù)據(jù)信號來說,其頻譜會更加復(fù)雜一些。比如偽隨機(jī)序列(PRBS)碼流的頻譜的包絡(luò)是一個Sinc函數(shù)。下圖是用同一個發(fā)射機(jī)分別產(chǎn)生的800Mbps和2.5Gbps的PRBS信號的頻譜,我們可以看到雖然輸出數(shù)據(jù)速率不一樣,但是信號的主要頻譜能量都集中在4GHz以內(nèi),也并不見得2.5Gbps信號的高頻能量就比800Mbps的高很多。

圖3. 同一信號源產(chǎn)生的不同速率數(shù)字信號的頻譜

頻譜儀是對信號能量的頻率分布進(jìn)行分析的最準(zhǔn)確的工具,所以數(shù)字工程師可以借助于頻譜分析儀對被測數(shù)字信號的頻譜分布進(jìn)行分析。當(dāng)沒有頻譜儀可用時,我們通常根據(jù)數(shù)字信號的上升時間去估算被測信號的頻譜能量:

Maximum signal frequency content = 0.4/fastest rise or fall time (20 - 80%)

Maximum signal frequency content = 0.5/fastest rise or fall time (10 - 90%)

三、傳輸線對數(shù)字信號的影響

通過前面的研究我們知道數(shù)字信號的頻譜是分布很寬的,其最高的頻率分量范圍主要取決于信號的上升時間而不僅僅是數(shù)據(jù)速率。當(dāng)這樣高帶寬的數(shù)字信號在傳輸時,所面臨的第一個挑戰(zhàn)就是傳輸通道的影響。

真正的傳輸通道如PCB、電纜、背板、連接器等的帶寬都是有限的,這就會把原始信號里的高頻成分銷弱或完全濾掉,高頻成分丟失后在波形上的表現(xiàn)就是信號的邊沿變緩、信號上出現(xiàn)過沖或者震蕩等。

另外,根據(jù)法拉第定律,變化的信號跳變會在導(dǎo)體內(nèi)產(chǎn)生渦流以抵消電流的變化。電流的變化速率越快(對數(shù)字信號來說相當(dāng)于信號的上升或下降時間越短),導(dǎo)體內(nèi)的渦流越強(qiáng)烈。當(dāng)數(shù)據(jù)速率達(dá)到約1Gb/s以上時,導(dǎo)體內(nèi)信號的電流和感應(yīng)的電流基本完全抵消,凈電流僅被限制在導(dǎo)體的表面上流動,這就是趨膚效應(yīng)。趨膚效應(yīng)會增大損耗并改變電路阻抗,阻抗的改變會改變信號的各次諧波的相位關(guān)系,從而造成信號的失真。

除此以外,最常用來制造電路板的FR-4介質(zhì)是玻璃纖維編織成的,其均勻性和對稱性都比較差,同時FR-4材料的介電常數(shù)還和信號頻率有關(guān),所以信號中不同頻率分量的傳輸速度也不一樣。傳輸速度的不同會進(jìn)一步改變信號中各個諧波成分的相位關(guān)系,從而使信號更加惡化。

因此,當(dāng)高速的數(shù)字信號在PCB上傳輸時,信號的高頻分量由于損耗會被銷弱,各個不同的頻率成分會以不同的速度傳輸并在接收端再疊加在一起,同時又有一部分能量在阻抗不連續(xù)點(diǎn)如過孔、連接器或線寬變化的地方產(chǎn)生多次反射,這些效應(yīng)的組合都會嚴(yán)重改變波形的形狀。要對這么復(fù)雜的問題進(jìn)行分析是一個很大的挑戰(zhàn)。

值得注意的一點(diǎn)是,信號的幅度衰減、上升/下降時間的改變、傳輸時延的改變等很多因素都和頻率分量有關(guān),不同頻率分量受到的影響是不一樣的。而對數(shù)字信號來說,其頻率分量又和信號中傳輸?shù)臄?shù)字符號有關(guān)(比如0101的碼流和0011的碼流所代表的頻率分量就不一樣),所以不同的數(shù)字碼流在傳輸中受到的影響都不一樣,這就是碼間干擾ISI(inter-symbol interference ISI)。

圖4. 受到嚴(yán)重碼間干擾的高速數(shù)字信號

為了對這么復(fù)雜的傳輸通道進(jìn)行分析,我們可以通過傳輸通道沖擊響應(yīng)來研究其對信號的影響。電路的沖擊響應(yīng)可以通過傳輸一個窄脈沖得到。理想的窄脈沖應(yīng)該是寬度無限窄、非常高幅度的一個窄脈沖,當(dāng)這個窄脈沖沿著傳輸線傳輸時,脈沖會被展寬,展寬后的形狀和線路的響應(yīng)有關(guān)。從數(shù)學(xué)上來說,我們可以把通道的沖擊響應(yīng)和輸入信號卷積得到經(jīng)通道傳輸以后信號的波形。沖擊響應(yīng)還可以通過通道的階躍響應(yīng)得到,由于階躍響應(yīng)的微分就是沖擊響應(yīng),所以兩者是等價的。

看起來我們好像找到了解決問題的方法,但是,在真實(shí)情況下,理想窄的脈沖或者無限陡的階躍信號是不存在的,不僅難以產(chǎn)生而且精度不好控制,所以在實(shí)際測試中更多地是使用正弦波進(jìn)行測試得到頻域響應(yīng),并通過相應(yīng)的物理層測試系統(tǒng)軟件得到時域響應(yīng)。相比其它信號,正弦波更容易產(chǎn)生,同時其頻率和幅度精度更容易控制。矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀VNA(vector network analyzer)可以在高達(dá)幾十GHz的頻率范圍內(nèi)通過正弦波掃頻的方式精確測量傳輸通道對不同頻率的反射和傳輸特性,動態(tài)范圍達(dá)100dB以上,所以現(xiàn)代在進(jìn)行高速傳輸通道分析時主要會用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀去進(jìn)行測量。

被測系統(tǒng)對于不同頻率正弦波的反射和傳輸特性可以用S參數(shù)(S-parameter)表示,S參數(shù)描述的是被測件對于不同頻率的正弦波的傳輸和反射的特性。如果我們能夠得到傳輸通道對于不同頻率的正弦波的反射和傳輸特性,理論上我們就可以預(yù)測真實(shí)的數(shù)字信號經(jīng)過這個傳輸通道后的影響,因為真實(shí)的數(shù)字信號在頻域上看可以認(rèn)為是由很多不同頻率的正弦波組成的。

對于一個單端的傳輸線來說,其包含4個S參數(shù):S11、S22、S21、S12。S11和S22分別反映的是1端口和2端口對于不同頻率正弦波的反射特性,S21反映的是從1端口到2端口的不同頻率正弦波的傳輸特性,S12反映的是從2端口到1端口的不同頻率正弦波的傳輸特性。對于差分的傳輸線來說,由于共有4個端口,所以其S參數(shù)更復(fù)雜一些,一共有16個。一般情況下會使用4端口甚至更多端口的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對差分傳輸線進(jìn)行測量以得到其S參數(shù)。

圖5. 差分傳輸線的S參數(shù)模型

如果得到了被測差分線的16個S參數(shù),這對差分線的很多重要特性就已經(jīng)得到了,比如說SDD21參數(shù)就反映了差分線的插入損耗特性、SDD11參數(shù)就反映其回波損耗特性。

我們還可以進(jìn)一步通過對這些S參數(shù)做過反FFT變換得到更多信息。比如對SDD11參數(shù)變換得到時域的反射波形(TDR:Time Domain Reflection),通過時域反射波形可以反映出被測傳輸線上的阻抗變化情況。我們還可以對傳輸線的SDD21結(jié)果做反FFT變換得到其沖擊響應(yīng),從而預(yù)測出不同數(shù)據(jù)速率的數(shù)字信號經(jīng)過這對差分線以后的波形或者眼圖。這對于數(shù)字設(shè)計工程師都是些非常有用的信息。

圖6. 矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測到的通道插損及分析出的信號眼圖

用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀(VNA)對數(shù)字信號的傳輸通道進(jìn)行測量,一方面借鑒了射頻微波的分析手段,可以在幾十GHz的頻率范圍內(nèi)得到非常精確的傳輸通道的特性;另一方面,通過對測量結(jié)果進(jìn)行一些簡單的時域變換,我們就可以分析出通道上的阻抗變化、對真實(shí)信號傳輸?shù)挠绊懙?從而幫助數(shù)字工程師在前期階段就可以判斷出背板、電纜、連接器、PCB等的好壞,而不必等到最后信號出問題時再去匆忙應(yīng)對。

*** 下篇 ***

在這里,我們分兩期為大家講述了數(shù)字工程師需要掌握的射頻知識,希望大家在內(nèi)容上能夠理解,并且在今后的工作中都有所幫助。

四、信號處理技術(shù)

既然傳輸通道的ISI的影響可以通過事先對傳輸通道的特性進(jìn)行精確測量而預(yù)測出來,那么就有可能對其進(jìn)行修正。發(fā)送端的預(yù)加重和接收端的均衡電路就是兩種最常見的對通道傳輸?shù)挠绊戇M(jìn)行補(bǔ)償?shù)姆椒?。傳輸通道最明顯的影響是其低通的特性,即會對高頻信號進(jìn)行比較大的衰減。對于一個方波信號來說,其高次諧波對于信號形狀的影響很大,如果所有高次諧波全部被衰減掉了,方波看起來就象個正弦波了。

預(yù)加重(Pre-emphasis)是一種在發(fā)送端事先對發(fā)送信號的高頻分量進(jìn)行補(bǔ)償?shù)姆椒ā＿@種方法是增大信號跳變邊沿后第一個bit(跳變bit)的幅度(預(yù)加重)。比如對于一個00111的序列來說,做完預(yù)加重后序列里第一個1的幅度會比第二個和第三個1的幅度大。由于跳變bit代表了信號里的高頻分量,所以這種方法有助于提高發(fā)送信號里的高頻分量。在實(shí)際實(shí)現(xiàn)時,有時并不是增加跳變bit的幅度,而是相應(yīng)減小非跳變bit的幅度,這種方法有時又叫去加重(De-emphasis)。

圖7. 預(yù)加重對信號的影響

當(dāng)信號速率進(jìn)一步提高或者傳輸距離較長時,僅僅使用發(fā)送端的預(yù)加重技術(shù)已不能充分補(bǔ)償傳輸通道帶來的損耗,這時就需要在接收端同時使用均衡技術(shù)來提高信號質(zhì)量以保證正確的0/1判決。常見的信號均衡技術(shù)有3種:CTLE(continuous timelinear equalizer ),FFE(feed forwardequalization)和DFE(decision feedbackequalizer)。

CTLE是在接收端提供一個帶通濾波器,這個帶通濾波器可以對信號里的主要高頻分量進(jìn)行放大,這點(diǎn)和發(fā)送端的預(yù)加重技術(shù)帶來的效果是類似的。FFE則是根據(jù)相鄰bit的電壓幅度的加權(quán)值來進(jìn)行幅度的修正,每個相鄰bit的加權(quán)系數(shù)直接和通道的沖擊響應(yīng)有關(guān)。CTLE和FFE都是線性均衡技術(shù),而DFE則是非線性均衡技術(shù)。DFE技術(shù)是通過相鄰bit的判決電平對當(dāng)前bit的判決閾值進(jìn)行修正,設(shè)計合理的DFE可以有效補(bǔ)償ISI對信號造成的影響。但是DFE正確工作的前提是相鄰bit的0/1電平是判決正確的,所以對于信號的信噪比有一定要求。一般情況下是先用CTLE或FFE來把信號眼圖打開,然后再用DFE進(jìn)一步優(yōu)化。

圖8. 均衡對信號眼圖的改善

五、信號抖動分析

抖動(Jitter)反映的是數(shù)字信號偏離其理想位置的時間偏差。高頻數(shù)字信號的bit周期都非常短,一般在幾百ps甚至幾十ps,很小的抖動都會造成信號采樣位置電平的變化,所以高頻數(shù)字信號對于抖動都有嚴(yán)格的要求。

圖9. 抖動的定義

實(shí)際信號的很復(fù)雜,可能既有隨機(jī)抖動成分(RJ),也有不同頻率的確定性抖動成分(DJ)。確定性抖動可能由于碼間干擾或一些周期性干擾引起,而隨機(jī)抖動很大一部分來源于信號上的噪聲。下圖反映的是一個帶噪聲的數(shù)字信號及其判決閾值。一般我們把數(shù)字信號超過閾值的狀態(tài)判決為“1”,把低于閾值的狀態(tài)判決為“0”,由于信號的上升沿不是無限陡的,所以垂直的幅度噪聲就會造成信號過閾值點(diǎn)時刻的左右變化,這就是由于噪聲造成信號抖動的原因。

圖10. 幅度噪聲帶來的隨機(jī)抖動

要進(jìn)行信號抖動的分析,最常用的工具是寬帶示波器配合上響應(yīng)的抖動分析軟件。示波器里的抖動分析軟件可以方便地對抖動的大小和各種成分進(jìn)行分解,但是示波器由于噪聲和測量方法的限制,很難對亞ps級的抖動進(jìn)行精確測量?，F(xiàn)在很多高速芯片對時鐘的抖動要求都在1ps以下甚至更低。這就需要借助于其它的測量方法比如相位噪聲(phase noise)的測量方法。

我們知道抖動是時間上的偏差,它也可以理解成時鐘相位的變化,這就是相位噪聲。對于時鐘信號,我們觀察其基波的頻譜分布。理想的時鐘信號其基波的頻譜應(yīng)該是一根很窄的譜線,但實(shí)際上由于相位噪聲的存在,其譜線是比較寬的一個包絡(luò),這個包絡(luò)越窄,說明相位噪聲(抖動)越小,信號越接近理想信號。下圖是一個真實(shí)時鐘信號的頻譜,信號的基波在2.5GHz,我們觀察2.5GHz附近10MHz帶寬的頻譜。我們可以看到首先信號的頻譜不是一根很窄的譜線,其譜線有展寬(隨機(jī)噪聲的影響),其次上面疊加的還有一些特定頻率的干擾(確定性抖動的影響)。

圖11. 頻譜儀上看到的時鐘載波信號附近的頻譜

為了更方便觀察低頻的干擾,在相位噪聲測量中通常會以信號的載波頻率為起點(diǎn),把橫坐標(biāo)用對數(shù)顯示,其橫坐標(biāo)反映的是離信號載波頻率的遠(yuǎn)近,縱坐標(biāo)反映的是相應(yīng)頻點(diǎn)的能量和信號載波能量的比值。這個比值越小,說明除了載波以外其它頻率成分的能量越小,信號越純凈。要進(jìn)行時鐘信號的相位噪聲精確測量使用的儀器是信號源分析儀,信號源分析內(nèi)部有特殊的電路,通過兩個獨(dú)立本振的多次相關(guān)處理可以把自身本振的相位噪聲壓得非常低,從而可以進(jìn)行精確的相位噪聲測量。

圖12. 信號源分析測到的時鐘信號的相位噪聲

對于很多晶振產(chǎn)生的時鐘來說,其抖動中的主要成分是隨機(jī)抖動。如果我們把相位噪聲測試結(jié)果里不同頻率成分的相位噪聲能量進(jìn)行積分的話,我們就能夠得到隨機(jī)抖動。通過信號源分析儀對相位噪聲測量然后對一定帶寬內(nèi)的能量進(jìn)行積分,我們就可以得到精確的隨機(jī)抖動測量結(jié)果。信號源分析儀能測量到的最小抖動可以到fs級。

六、總結(jié)

綜上論述可見,做為一個高速數(shù)字電路設(shè)計或測試的工程師,僅僅借助于傳統(tǒng)的時域方法去對信號和傳輸通道進(jìn)行研究面臨很多制約。但如果掌握一些射頻微波的知識,數(shù)字工程師就可以借助于頻譜儀分析信號頻譜從而了解信號的頻率分布及對帶寬的要求;可以借助矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀分析傳輸通道的S參數(shù)從而了解通道的阻抗變化、對不同頻率的反射和損耗情況以及預(yù)測對信號的影響;可以了解預(yù)加重、均衡等技術(shù)對高頻損耗的補(bǔ)償效果;可以借助信號源分析儀進(jìn)行更精確的時鐘抖動測量。這些射頻微波領(lǐng)域成熟的分析方法和測量手段可以為數(shù)字工程更深刻了解其高速信號提供更多有用信息,進(jìn)一步拓展了數(shù)字工程師對高速信號的分析能力。(完)

原文出自是德科技應(yīng)用工程師李凱

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