差分信號回流路徑的HFSS全波電磁場解析（回路和眼圖案例）

詳情可參見本文:“什么是奇模偶模”或“什么是奇模偶模、差模共模” 可以讓你更好了解差分信號的類型。

1、差分信號簡介

當驅(qū)動器在傳輸線上驅(qū)動一路信號時,在信號線和返回路徑之間會存在一個信號電壓,通常稱為單端傳輸線信號。當兩路驅(qū)動器驅(qū)動一個差分對時,除了各自的單端信號外,這兩路信號線之間還存在著一個電壓差,稱為差分信號。與單端信號相比,差分信(Differential Signal)在信號完整性方面有很多優(yōu)勢。如降低了軌道塌陷和EMI,有更好的抗噪聲能力,對衰僐不敏感。在高速電路設計中的應用越來越廣泛,電路中最關鍵的信號往往都要采用差分結(jié)構(gòu)設計。

承載差分信號的任一一對走線就稱為差分走線。差分傳輸線具有兩種獨特的傳傳輸方式---奇模方式和耦模方式。奇模方式在兩個傳輸信號間存在以個非零電位,耦模方式一對信號相對GND有一個非零電位。而實際的差分信號帶有直流偏置的差分信號。

2、差分信號回路三維建模

為了對差分信號回路進行精確的分析,需要借助三維的電磁場仿真軟件。選用了Ansoft的HFSS進行三維建模和分析。HFSS是基于三維電磁場設計的EDA標準設計工具。HFSS依據(jù)其獨有的模式、節(jié)點和超寬帶插值掃頻專有技術,利用有限元(FEM)快速精確求解整板級PCB或整個封裝結(jié)構(gòu)的所有電磁特性,真正全面考慮(準)靜態(tài)仿真中無法分析的有失配、耦合、輻射及介質(zhì)損耗等引起的電磁場效應,從而得到精確的頻域高頻特性(如S參數(shù)等)并生成全波Spice模型以支持高頻、高速、高密度PCB應用中實現(xiàn)精確的Spice寬帶電路仿真設計。

為了表明較長回流路徑的影響,參見圖2,描述了一根帶狀線跨過了地參考平面上的一個溝壑,構(gòu)建的一個不連續(xù)回流路徑的簡單模型,該模型結(jié)構(gòu)簡單,回流路徑很容易被理解,同時它也能被擴展應用到更多的常見結(jié)構(gòu)中。定義信號回路的信號在PCB板上的位置以及PCB疊層如圖1和結(jié)構(gòu)如圖2所示,為帶狀線,特征阻抗100歐姆,銅箔厚度0.035mm,信號線線寬0.127mm,信號的間隙為0.2286mm,線長5cm.介質(zhì)厚度為0.1524mm,GND的銅箔度。0.035mm,介電常數(shù)4.0.

圖1PCB疊層結(jié)構(gòu)

信號跨分割溝壑,即信號的參考平面不是完整平面。回流路徑中的間隙通常用于隔離電路板上的某個區(qū)域。當電源平面用做參考層或使用分離電源層時也會出現(xiàn)開槽的間隙。有時在回流路徑中出現(xiàn)了非故意的開槽間隙,像回流路徑中出砂孔過分刻蝕和交疊的情況,造成信號回流參考平面不完整。如圖2所示:

如圖2跨越地平面溝壑信號的平面幾何圖形

根據(jù)圖1和圖2,在HFSS下進行三維建模如圖4,導線處在介電常數(shù)為4.0,損耗角正切為0.02的板材中,板材的上下側(cè)均為銅箔參考平面,導線的差分特征阻抗為102歐姆。

圖3完整參考平面的三維幾何圖形

3、完整參考平面回路場效應分析

導線的兩端定義端口分別為Waveport1和Waveport2,端口Waveport1的激勵定義為Waveport阻抗為50歐姆,差分阻抗為100歐姆;端口Waveport1的邊界條件定義為Waveport阻抗為50歐姆,差分阻抗為100歐姆。場分析時,在整板外圍設計為50C50C40空氣體,將該空氣體的吸收邊界條件定義為Radiation.在HFSS中,設定求解的頻率為2.5GHz,最大的ΔS為0.05,設置為5%能滿足精度要求而又不需要花費太多的時間,在此基礎上加入間插頻率掃描分析,即定義全波模型適用的頻率范圍,從0.01GHz掃描5GHz,步長0.01GHz,誤差2%,進行分析計算。結(jié)果如下圖5為:

根據(jù)S參數(shù)的基本知識,如果以Waveport1作為信號的輸入端口,Waveport2作為信號的輸出端口,S11表示回波損耗,也就是有多少能量被反射回源端,這個值越小越好,一般建議S11<0.1,即-20dB,S21表示插入損耗,也就是有多少能量被傳輸?shù)侥康亩?Port2)了,這個值越大越好,理想值是1,即0dB,越大傳輸?shù)男试礁?一般建議S21>0.7,即-3dB.

圖4S參數(shù)

圖5完整參考平面-S參數(shù)曲線圖

如圖4可以查出:T1的S11為0.059688,S21為0.9086;T2的S11為0.016963,S21為0.90776.

如圖5:T1和T2的S21<-20dB,S11<-3dB.從上面的S參數(shù)可以判斷該信號為正常。

然后進行銅箔平面的場的定義。

銅箔平面GND1 Polt fields為Mag_E,結(jié)果如圖6所示:

圖6完整參考平面情況下GND1的電場分布圖

銅箔平面GND1 Polt fields為Mag_E,結(jié)果如圖7所示:

圖7完整參考平面情況下GND2的電場分布圖

如圖6和7可以明顯看出T1和T2的電場能量主要集中貼近差分信號下面的GND1層。由于GND1與SIG間的FR4_1的板材厚度為0.1651mm;GND2與SIG間的FR4_2的板材厚度為0.7099mm,GND1與SIG間距比GND2與SIG間距小。GND2層的電場能量相對GND1的電場能量要少得多,從圖7可以看到紅色區(qū)域是電場能量最大的地方。高速信號的回流路徑緊貼最近的參考平面回流。

當回流路徑上存在不連續(xù)點的時候,電流就要繞過這些不連續(xù)的地方,從而增大了回路面積,回路面積的增加就會導致電感的增加,這就會造成信號完整性的問題。回流路徑的不連續(xù)會造成的最基本的效應就是等效地增加了電路上的串聯(lián)電感,而感應系數(shù)的大小則由電流實際繞過的距離來決定。那么對于一個電子信號來說,它需要尋找一條最低阻抗最小電感的電流回流到地的途徑,所以如何處理信號回流就變得非常關鍵。而差分信號不同于單端信號,差分信號是由奇模方式和耦模方式組成的。在奇模的情況下可以在兩個導體正中間豎直畫一條線,這樣穿過它的電力線都是和這條線垂直正交的。那么在奇模情況下的兩個導體之間存在一個虛擬的地。當奇模信號的回路不理想時,這個虛擬的地就可以給信號提供一定的參考,繼而可以降低因為非理想回路而造成的對信號質(zhì)量的影響。但耦模分量沒有虛擬的地參考回路,在跨越開槽間隙是耦模分量會受到嚴重的影響。那么,參考平面間隙究竟對差分信號完整性影響有多大呢?帶著這個問題,開始下面的參考平面間隙對差分信號回流路徑影響的分析。

4、開槽GND1參考平面其回路場效應分析及S參數(shù)分析

將參考平面GND1開槽,參考平面GND2保持完整,其三維幾何圖形如圖8:

圖8參考GND1平面開槽的三維幾何圖形

導線的兩端定義端口分別為Waveport1和Waveport2,端口Waveport1的激勵定義為Waveport阻抗為50歐姆,差分阻抗為100歐姆;端口Waveport1的邊界條件定義為Waveport阻抗為50歐姆,差分阻抗為100歐姆。場分析時,在整板外圍設計為50C50C40空氣體,將該空氣體的吸收邊界條件定義為Radiation.在HFSS中,設定求解的頻率為2.5GHz,最大的ΔS為0.05,設置為5%能滿足精度要求而又不需要花費太多的時間,在此基礎上加入間插頻率掃描分析,即定義全波模型適用的頻率范圍,從0.01GHz掃描5GHz,步長0.01GHz,誤差2%,進行分析計算。結(jié)果如下圖9:

圖9參考平面GND1開槽-S參數(shù)曲線圖。

圖10S參數(shù)

如圖10:可以查出:T1的S11為0.36357,S21為0.79713;T2的S11為0.382,S21為0.78853。

如圖9:T1和T2的S21均不小于-20dB,S11接近-3dB.回波損耗S11,GND1開槽和完整參考平面相比較,GND1開槽的回波損耗S11(大約在0.37)要比整參考平面的回波損耗S11(大約在0.035)差了一個數(shù)量級,GND1開槽的情況下信號有部分能量反射會源端,致使回波損耗S11變大。

由于差分信號分為奇模方式和耦模方式,對于差分信號我們要關心的S參數(shù)還有SDD……DIFFERENTIAL-TO-DIFFERENTIAL PARAMETERSSCC……COMMON-TO-COMMON PARAMETERS在奇模和耦模的形式下S參數(shù)的比較。由于插入損耗大那么回波損耗就小。為了使問題簡單話,在此之比較SDD21和SCC21,即只比較奇模和偶模的插入損耗。在這將完整參考平面與參考平面GND1開槽兩種情況進行SDD21和SCC21的S參數(shù)曲線進行比較。如圖11所示:

圖11完整參考平面與參考平面GND1開槽-奇模和耦模的S參數(shù)比較圖

如圖11所示,開槽對奇模影響很小,對耦模影響很大。在奇模情況下的兩個導體之間存在一個虛擬的地。當奇模信號的回路不理想時,這個虛擬的地就可以給信號提供一定的參考,繼而可以降低因為非理想回路而造成的對信號質(zhì)量的影響。而耦模分量沒有虛擬的地參考回路,在跨越開槽區(qū)域時需繞路而行,增加了耦模分量的回流路徑從而造成耦模分量信號質(zhì)量的劣化。

然后進行銅箔參考平面的場定義。

銅箔GND1參考平面GND1 Polt fields為Mag_E,結(jié)果如圖12所示:

圖12GND1平面開槽情況下GND1的電場分布圖

銅箔GND2參考平面Polt fields為Mag_E,結(jié)果如圖13所示:

圖13GND1平面開槽情況下GND2的電場分布圖

將圖6、圖7和圖12、13比較,在GND1開槽后,平面GND1和平面GND2的電場能量分布均有較大的差別。電場能量不再完全集中在信號下方而是在整個平面上高低不同的電場能量都,但是在信號正下方電場能量要比整個平面其它區(qū)域要強。

5、繼承以上條件,將開槽改為在參考平面GND2上,參考平面GND1保持完整,其三維幾何圖形如圖11:

圖14參考GND2平面開槽的三維幾何圖形

進行分析計算。結(jié)果如下為:

圖15S參數(shù)

如圖8可以查出:T1的S11為0.33514,S21為0.90913;T2的S11為0.048959,S21為0.90467.

與圖相比T1的S11為0.36357,S21為0.79713;T2的S11為0.382,S21為0.78853.GND2開槽比GND1開槽對信號質(zhì)量影響要小。由于GND2與SIG的介質(zhì)較厚,相對的電場能量更多的集中在GND1.

圖16參考平面GND2開槽——S參數(shù)曲線圖

對圖10和圖16進行插入損耗的S參數(shù)和回波損耗的S參數(shù)比較如圖17.

圖17參考平面GND1開槽與參考平面GND2開槽S參數(shù)比較圖

如圖17所示:由于GND2與SIG的介質(zhì)較厚,相對的電場能量更多的集中在GND1,所以在GND2開槽對信號的質(zhì)量影響要比在GND1開槽小的多。

在奇模和耦模的形式下S參數(shù)的比較。信號回路的電場能量主要集中在臨近的參考平面上。在此之比較SDD21和SCC21,即只比較奇模和偶模的插入損耗。在這將開槽平面GND1與開槽平面GND2進行SDD21和SCC21的S參數(shù)曲線進行比較。如圖18所示:

圖18開槽平面GND1與開槽平面GND2奇模和耦模的S參數(shù)比較圖

如圖18所示:開槽對奇模影響小,對耦模影響大;對鄰近的參考平面開槽對信號質(zhì)量的影響要比相對遠的的參考平面開槽要小。

然后進行銅箔參考平面的場定義。

銅箔參考平面GND1 Polt fields為Mag_E,結(jié)果如圖19所示:

圖19GND2平面開槽情況下GND1的電場分布圖

銅箔參考平面GND2 Polt fields為Mag_E,結(jié)果如圖20所示:

圖20參考平面GND2開槽情況下GND2的電場分布圖

將圖6、圖7和圖19、20比較,在GND2開槽后,平面GND1和平面GND2的電場能量分布均有較大的差別。電場能量不再完全集中在信號下方而是在整個平面上高低不同的電場能量都,但是GND1參考平面的電場分布變化較小,電場能量分布還是主要集中了信號的正下方。相比較而言GND2參考平面的電場能量分布變化較大。當信號線返回與回流路徑平面間的距離大于等于兩信號線邊緣距離時,回流路徑平面內(nèi)的電場能量相互重疊,回流路徑平面的存在對信號線。此時,對于差分信號來說,主要以GND1做為回流路徑。

6、繼承以上條件,在參考平面GND1和GND2均開槽的三維幾何圖形如圖21.

圖21參考平面GND1和參考平面GND2均開槽的三維幾何圖形

進行分析計算。結(jié)果如下圖22、23:

圖22參考平面GND1和GND2均開槽--S參數(shù)曲線圖

圖23S參數(shù)

如圖22可以查出:T1的S11為0.53287,S21為0.6064;T2的S11為0.59312,S21為0.56752.

S11>-3dB,S21>-20dB.在這種情況下信號質(zhì)量嚴重劣化,根本不能保證信號的正常傳輸。

對圖10、圖16和圖23進行參考平面GND1開槽、參考平面GND2開槽與參考平面GND1和GND2均開槽插入損耗的S參數(shù)比較圖,如圖24:

圖24三種參考平面開槽情況的S參數(shù)比較圖

對三種參考平面開槽方式的SDD21和SCC21的S參數(shù)曲線進行比較。如圖25所示:

圖25三種參考平面開槽方式的奇模和耦模的S參數(shù)比較

如圖26和圖27,三種參考平面開槽方式對信號傳輸質(zhì)量帶來的影響有較大的區(qū)別。GND2參考平面開槽對信號傳輸質(zhì)量影響最小;其次是GND1參考平面開槽;對信號傳輸質(zhì)量影響最大的是GND1和GND2兩個參考平面據(jù)開槽的情況。前兩種情況是否能滿足信號質(zhì)量,還要看開槽的大小和信號的波長。由于時間有限在這里不做研究,在后期會繼續(xù)探討。

然后進行銅箔參考平面的場定義。

銅箔參考平面GND1 Polt fields為Mag_E,結(jié)果如圖26所示:

圖26兩個參考平面均開槽情況下GND1的電場分布圖

銅箔參考平面GND2 Polt fields為Mag_E,結(jié)果如圖27所示:

圖27兩個參考平面均開槽情況下GND2的電場分布圖

將圖6、圖7和圖28、29比較,在GND2開槽后,平面GND1和平面GND2的電場能量分布均有較大的差別。電場能量不再完全集中在信號下方而是在整個平面上高低不同的電場能量都,GND1和GND2參考平面的電場分布均有較大變化,電場能量分布散落在兩個參考平面上

7、模型輸出

Star-Hspice是高精確度的模擬電路仿真軟件,是世界上最廣泛應用的電路仿真軟件,它無與倫比的高精確度和收斂性已經(jīng)被證明適用于廣泛的電路設計。Star-Hspice能提供設計規(guī)格要求的最大可能的準確度。

在HFSS中設置進行參數(shù)分析,設置為對多個離散點進行分析,分別對完整參考平面、GND1平面開槽、GND2平面開槽、GND1和GND2平面均開槽這四種情況進行了S參數(shù)分析,分析完成后,依次對每種情況,輸出其全波的Star-Hspice格式Spice模型,從而完成信號回流路徑的全波Spice模型的提取。

從HFSS中輸出的Star-Hspice格式的Spice模型,文件頭如下所示:

*BEGIN ANSOFT HEADER

*node 1 WavePort1:T1_pos

*node 2 WavePort1:T1_neg

*node 3 WavePort1:T2_pos

*node 4 WavePort1:T2_neg

*node 5 WavePort2:T1_pos

*node 6 WavePort2:T1_neg

*node 7 WavePort2:T2_pos

*node 8 WavePort2:T2_neg

*Format: HSPICE

*Model: Full-wave Spice Pole-Residue

*Type: Sparam

*END ANSOFT HEADER

.subckt TMUX_MID3_test1_fws 1 2 3 4 5 6 7 8

Rport1 1 n2 50

Vam1 n2 2 dc=0

Rport2 3 n4 50

Vam2 n4 4 dc=0

Rport3 5 n6 50

Vam3 n6 6 dc=0

Rport4 7 n8 50

Vam4 n8 8 dc=0

8、對以上四種情況在Hspice下進行時域仿分析

Hspice簡介。

Hspice仿真器提供了任何集成電路的仿真設計環(huán)境,如:網(wǎng)表生成,仿真控制、仿真結(jié)果觀察分析、測試點、反標仿真結(jié)果等,這些流程可以適用于目前大多數(shù)EDA設計工具。

Hspice是事實上的Spice工業(yè)標準仿真軟件,在業(yè)內(nèi)應用最為廣泛,它具有精度高、仿真功能強大等特點。沒有提供方便直觀的界面調(diào)入器件模型及電路連接,它使用純文本格式來描述電路的連接關系及電路中的各個模型,不適合初級用戶。

在Hspice仿真主文件test.sp對完整參考平面(test1)、GND1平面開槽(test3)、GND2平面開槽(test4)、GND1和GND2平面均開槽(test5)四種模型定義同一的源。進行時域仿真比較眼圖。主文件test.sp的內(nèi)容如下:

*定義偽隨機碼發(fā)生器

Vin1 in1+ com1 LFSR(-0.1 0.1 0 100p 100p 2.5g 1 [7,6] rout=0)

Vin2 com1 in1- LFSR(-0.1 0.1 0 100p 100p 2.5g 1 [7,6] rout=0)

Vcom1 com1 0 0

*調(diào)用模型庫

.include "./TMUX_MID3_test1_fws.lib"

.include "./TMUX_MID3_test3_fws.lib"

.include "./TMUX_MID3_test4_fws.lib"

.include "./TMUX_MID3_test5_A_fws.lib"

*調(diào)用子電路

Xtest1 in1+ 0 in1- 0 out1+ 0 out1- 0 TMUX_MID3_test1_fws

*終端端接50ohm 的電阻到GND

R1 out1+ 0 50.0

R2 out1- 0 50.0

Xtest3 in1+ 0 in1- 0 out3+ 0 out3- 0 TMUX_MID3_test3_fws

R3 out3+ 0 50.0

R4 out3- 0 50.0

Xtest4 in1+ 0 in1- 0 out4+ 0 out4- 0 TMUX_MID3_test4_fws

R5 out4+ 0 50.0

R6 out4- 0 50.0

Xtest5 in1+ 0 in1- 0 out5+ 0 out5- 0 TMUX_MID3_test5_A_fws

R7 out5+ 0 50.0

R8 out5- 0 50.0

*定義鋸齒電壓波

.param ewidth=800ps ephase=ewidth/4

et1 t1 0 Vol= "(TIME - int(TIME/ewidth)*ewidth)"

et2 t2 0 Vol= "((TIME+ephase) - int((TIME+ephase)/ewidth)*ewidth)"

et3 t3 0 Vol= "((TIME+2*ephase) - int((TIME+2*ephase)/ewidth)*ewidth)"

et4 t4 0 Vol= "((TIME+3*ephase) - int((TIME+3*ephase)/ewidth)*ewidth)"

rt1 t1 0 1Meg

rt2 t2 0 1Meg

rt3 t3 0 1Meg

rt4 t4 0 1Meg

*瞬態(tài)分析

.Tran 1p 40n start=0n

.end

在Hspice對主文件test.sp進行仿真分析,生成test.tr0波形文件,由于在Hspice下看眼圖有回波線如圖28,影響實際眼圖效果。

圖28四種情況在Hspice下進行時域分析的眼圖比較。

為了更清楚的看眼圖的實際情況,利用Spice explorer工具來看test.tr0文件。如下圖:

圖29四種情況在Hspice下進行時域分析的眼圖比較

如圖29,進行時域分析和S參數(shù)分析的結(jié)論一樣。信號的回流路徑緊貼在鄰近的參考平面上。開槽參考平面GND1對信號質(zhì)量影響大,開槽參考平面GND2對信號質(zhì)量影響小。

開槽對于奇模方式幾乎沒有什么影響,由于奇模情況下的兩個導體之間存在一個虛擬的地。

當奇模信號的回路不理想時,這個虛擬的地就可以給信號提供一定的參考,繼而可以降低因為非理想回路而造成的對信號質(zhì)量的影響。而耦模分量沒有虛擬的地參考回路,在跨越開槽區(qū)域時需繞路而行,增加了耦模分量的回流路徑從而造成耦模分量信號質(zhì)量的劣化。對于差分信號跨越開槽不能簡單的說:差分信號彼此間可以提供回流路徑,所以跨越參考平面開槽影響不大,這種想法不夠全面。差分傳輸線具有兩種獨特的傳輸方式---奇模方式和耦模方式。

對于跨越開槽間隙只能說對奇模傳輸方式幾乎沒有影響,但耦模傳輸方式的影響如同單端信號所受的影響。

建議:

盡管兩根差分信號的奇模傳輸方式可以互為回流路徑,跨開槽間隙對耦模傳輸方式會割斷信號耦模傳輸?shù)幕亓?同時跨分割部分的傳輸線會因為缺少參考平面而導致阻抗的不連續(xù)。由于差分傳輸線具有兩種獨特的傳輸方式---奇模方式和耦模方式。而奇模與偶模的傳輸時延不一樣,若采用差分信令的差分對因為某些原因不對稱或不平衡,這些因素都會導致信號出現(xiàn)抖動。不要認為差分信號相互提供互為回路路徑,即使跨越分割也不會對信號傳輸質(zhì)量造成影響。差分信號跨開槽間隙要慎重,根據(jù)實際情況仿真來確定開槽間隙對信號完整性的影響。

以下內(nèi)容適用于單端信號,也同樣適用于差分信號。

對于非理想回路來說,另一個影響就是跨溝傳輸?shù)亩喔盘栕呔€之間將具有很高的耦合系數(shù)。其耦合的機理是源于溝壑本身:能量被耦合到開槽里,然后通過開槽線(slotline)的模式傳到其它走線上。開槽線也是一種傳輸線,在這種模式下,開槽兩邊的導體之間會形成場。由驅(qū)動的角度來看,回路的不連續(xù)可以看作是串聯(lián)了一個電感。如果回路繞過的距離比較小,那么由于感性濾波的作用,信號的上升沿會有一定的衰僐;而如果回路繞過的距離比較大,那么信號的上升沿將會出現(xiàn)臺階現(xiàn)象。需要注意的是,在處理高速信號的時候,永遠不要讓兩根或以上的走線同時跨越參考平面的溝壑,盡可能保證信號走線下面的參考平面的連續(xù)性。有時候跨溝現(xiàn)象是不可避免的,比如在有些設計中,走線必須經(jīng)過封裝的抽氣孔(degassing holes)或者過孔反焊盤(anti-pad)區(qū)域的上方。如果信號跨溝是不可避免的,那么在跨溝處信號線的兩側(cè)放置一些去耦電容可以降低影響,因為這些電容可以為信號的回路供了一個交流的通路。雖然提供這樣的交流短路電容可以顯著的縮短溝壑的(有效)長度,但是實際上往往是不可能在總線的每根走線之間都放置這樣的電容。通過分析了信號走線跨越地平面溝壑的情況,可以得出一些關于參考平面開槽的非理想回流路徑的大致結(jié)論。

●非理想回路呈現(xiàn)出感性的不連續(xù)性。

●非理想回路將慮掉信號中的一些高頻分量,從而延緩了信號的邊沿速率。

●如果回路的繞過的路徑較長,這種非理想的回路將在接收端產(chǎn)生一些SI的問題。

●非理想回路增加了回路的面積,繼而產(chǎn)生一些EMI問題。

●非理想回路將顯著地增大跨溝信號之間的耦合系數(shù)。

總結(jié):在PCB設計時,信號回流和跨分割的處理:

1.根據(jù)上面分析可以知道,輻射強度是和回路面積成正比的,就是說回流需要走的路徑越長,形成的環(huán)越大,它對外輻射的干擾也越大,所以,PCB布板的時候要盡可能僐小電源回路和信號回路面積。

2.對于一個高速信號來說,提供好的信號回流可以保證它的信號質(zhì)量,這是因為PCB上傳輸線的特征阻抗一般是以地層或電源層為參考來計算的,如果高速線附近有連續(xù)的地平面,這樣這條線的阻抗就能保持連續(xù),如果有某段線附近沒有了地參考,這樣阻抗就會發(fā)生變化,不連續(xù)的阻抗從而會影響到信號的完整性。所以布線的時候要把高速線分配到靠近地平面的層,或者高速線旁邊并行走一兩條地線,起到屏蔽和就近提供回流的功能。

3.布線時盡量不要跨電源分割,因為信號跨越了不同的電源層后,它的回流途徑就會變長,容易受到干擾。當然,不是所有的信號都不能跨越分割,對于低速信號是可以的,因為產(chǎn)生的干擾相比信號可以不予關心。對于高速信號就要嚴格些,盡量不要跨越。

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