搜索HFSS天線射頻仿真分析常見問題問答
2016-02-10 by:CAE仿真在線 來源:互聯(lián)網(wǎng)
下面是總結網(wǎng)友在使用HFSS進行電線無線電仿真時遇到問題的一些處理辦法,僅供參考:
1、HFSS仿真結果的疑問
我在做一個0.3g--2.7g超寬帶天線,用ansoft仿真結果也差不多了,可是同一模型當我把掃頻范圍設定為0.3g--1g,結果(方向圖和駐波)變化很大,我進一步細化又把頻率范圍設為0.3--0.6g時,結果再次變化,一次比一次變化大。
我想問各位大蝦,同一模型是不是每次頻率設定范圍不一樣,結果就差距很大,那我仿真時該設定多大范圍比較好呀?
答:
仿真頻率范圍無謂,關鍵是在不同的頻段仿真的時候你的空氣盒子大下得相應的改變,為你仿真中心頻段的1/4波長.如果仿真頻段太寬,也可以分段仿真.
2、請教:這個同軸是怎么加的
圖片:
請問這個同軸是怎么加的
墊片印刷在介質(zhì)板上 使用50ohm同軸線饋電 請問同軸的內(nèi)軸外軸 都是怎么加到天線上的
我只將內(nèi)探針加到了介質(zhì)上 結果有一個諧振點總是畸變 肯定是我的同軸饋電出了問題 麻煩大家?guī)臀铱纯?我想了好久了
答:
建模時只要畫出同軸與地板交界處端口就行了(內(nèi)心不變),重新畫出地板(畫一個面)從這個地板上講端口和內(nèi)心減去(克隆),將內(nèi)心從端口中減去(克隆),再在端口處設置激勵就行了。
其實只要把你的模型發(fā)上來,一看就明白了,上面的回答應該是用集中端口設同軸線的做法,附一個例子給你看看,模型比較大,把端口放大就可以看到細節(jié)部分了
3、關于Radiation Boundary的問題
如題,按照full book上的說法,只要將模型邊界條件設置成Radiation Boundary,就相當于不受邊界的約束,波可以輻射到無限遠空間,換句話說求解的空間大小已經(jīng)不會對求解結果產(chǎn)生影響.但是我在做微帶模型時對空氣層的大小設置不同值后發(fā)現(xiàn)結果不同.請高人指點迷津!
答:
關于這個,可以參考金建銘的電磁場的有限元方法一書,電磁場的有限元方法中對于計算區(qū)域的截斷的處理都不是非常的理想,輻射邊界也是近似,至于輻射邊界與計算目標的距離說法更是不一,論壇之前有帖子進行過大規(guī)模的討論,我記得結果似乎是沒有完全的定論,最常見到說法是0.25波長就”差不多“,呵呵具體每種情況到底差多少也不可一概而論。而且這個0.25的系數(shù)似乎不被金建銘很認可,書中的相關的有限元計算設置的都是0.3倍波長,
吸收邊界對大角度入射的情況,吸收效果不佳。
0.25波長是針對高增益天線
對低增益,由于大角度大電場強度入射的影響比較顯著,需要擴大到0.5波長,從而減小入射角。
這些在full book里面是有的,寶典一定要多讀幾遍啊。
4、用Hfss求解和空氣盒設置問題
我仿的一個超寬帶天線,F為3.1-11,我設置的求解頻率為11,用fast掃頻,空氣盒高度將近1/2波長,不知道這樣的設置對不對,是不是空氣盒的高度高點更好,還有這求解頻率11有沒錯,希望高手指導下
答:求解頻率設置為11沒有什么問題,不知道"空氣盒高度將近1/2波長"是按那個頻率計算的,一般應選取最低頻率3.1的四分之一波長
空氣盒高度實際上是中心頻率的6G的1/4*lamd,如果按照最低頻率設置的話,像我今天仿的另外一個例子是1-11G,那空氣盒的高度非常大,求解的速度非常的慢,甚至沒法仿真,有沒有更好的方法來設置呢,能不能用中心頻率來設置呢?
頻率太寬的話,可以分段仿真,這樣比較準確;
天線距離空氣邊界要求是1/4波長,和相距1/2波長的仿真結果相差不大,我都用的是1/2波長;
求解頻率不應該是11吧,應該是中心頻率.其次波長也以中心頻率為準的
5、HFSS中的端口問題
在hfss中何時設置waveport 何時設置lumpport ,他們有什么區(qū)別?在端口設置時,有時提示畫線有時沒有,這是怎么回事,和哪里的設置有關?那里新建的線是積分線嗎?何時是終端線?還有何時要畫積分線,要畫終端線?他們各代表什么意思?
6、HFSS中的求解器問題
在hfss中何時用drivenmodel /driven terminal / eignmode呢?分別有什么區(qū)別?
7、激勵阻抗歸一化的作用
在設置激勵時的默認阻抗是50歐,還有一項是post processing 里有兩個選項 do not renormalize 和renormalize這個有什么作用,代表什么意思?
8、請問:交叉極化度是什么概念?
請教各位:交叉極化度是什么概念? 謝謝指點!
討論:用于發(fā)射或接收給定極化波的天線不能發(fā)射或接收其正交極化波,交叉極化隔離度為一個波束在給定極化最大輻射方向上的功率與其接收的正交極化波在此方向上的功率之比。
不是不能接收正交極化波嗎 怎么會有功率 那接收的功率是0了
假如線極化純度很高,確實完全不能接收正交極化波,正交極化方向分量的功率為0。但事實上天線極化都不可能這么純,所以有些情況就需要討論交叉極化鑒別率了
交叉極化鑒別率定義:在給定方向上(一般指主極化最大值方向)上,天線輻射的主極化分量與交叉極化分量的功率密度之比。如果主極化是垂直極化,則水平極化分量為交叉極化,如果主極化是右旋圓極化,則左旋圓極化為交叉極化。交叉極化鑒別率越大,極化純度越高。
事實上沒有天線能作到完全接收不到正交極化波,因此引入了交叉極化隔離度的概念,以判斷該天線接收交叉極化波的能力大小,當然接收得越少越好。
弱弱的問一下:交叉極化隔離度和交叉極化鑒別率是一個概念嗎
說實話,我以前一直以為是同一個概念的,多虧樓上問了,“催”我去看了看,感覺不同的書定義有所不同。
這是摘自沈民誼,蔡鎮(zhèn)遠編著《衛(wèi)星通信天線》中的一段話:
交叉極化隔離度XPI:
本信號在本信道內(nèi)產(chǎn)生的主極化分量E11與在另一信道中產(chǎn)生的交叉極化分量E12之比,由定義可知,由于天線系統(tǒng)本身的反射面所產(chǎn)生的交叉極化分量,會影響到工作在同一頻率的另一通道的正常通信,這時的交叉極化可定義為交叉極化隔離度(XPI) ,它是天線自身產(chǎn)生的。
交叉極化鑒別率XPD:
本信道的主極化分量E11與另一信道在本信道內(nèi)產(chǎn)生的交叉極化分量E21之比,由定義可知,由于天線系統(tǒng)中其他通道所產(chǎn)生的交叉極化分量,會影響到工作在同一頻率的本通道的正常通信,這時的交叉極化可定義為交叉極化鑒別率(XPD),兩種定義都是衡量交又極化分量的大小,但兩者的出發(fā)點不同,XPI在單極化和雙極化系統(tǒng)中都存在,而XPD只存在于雙極化系統(tǒng)中。
我上面說過的交叉極化鑒別率的定義感覺跟這里的交叉極化隔離度同概念,有時間再研究研究了呵呵,也多謝你提出這個問題,對大家都很有幫助。
任何天線都很難做到完全抑制正交極化波,或多或少會接受一些正交極化波。
極化隔離度越好,交叉極化越小。
形象點說:設計一個圓極化微帶天線,看仿真后的方向圖,會有一個RLCP,一個LHCP。如果希望收發(fā)RHCP,則從方向圖上看,LHCP越小,交叉極化越小
我也有個問題,那跟"軸比"有什麼差別???
軸比是衡量圓極化程度的.把電場矢量的終點軛跡看作一橢圓,其長軸與短軸的比.衡量圓極化的好壞.
交叉極化度是衡量天線對兩種極化方式的能力的.
還想請教一下:在建立分析設置時,求解頻率是不就是中心頻率?
求解頻率應該高于你的掃頻的中心頻率 是剖分網(wǎng)格的依據(jù)
在result中solution data里看的Z:waveport1:1和Port Z0分別是指天線輸入阻抗和饋線的特性阻抗。
解答:Zo指的是端口的特性阻抗,Z11應該是從端口向負載端看去的端口阻抗,簡單的說對Zo可以說是傳輸線的特性住抗,z11是輸入住抗。Z0可以取50,75.100什么都可以,主要看你的傳輸線的情況,z11嘛是你要匹配到z0的天線的住抗。沒有那么理想的情況即便是你實測的匹配比較好的天線的輸入阻抗也是有一點虛部的
有沒有人知道怎么在hfss中加隔離電阻啊
加個面 畫條積分線
那那個阻值怎么體現(xiàn) 薄膜電阻呀?
選則集總參數(shù)的端口
我還是不怎么懂啊,你有做過的實例嗎,給以發(fā)給我看看嗎
boundaries--LumpRLC
嘿嘿,我知道了,謝謝
不用
請各位高手指點一下,在HFSS 10.0中怎樣通過仿真結果判斷微帶天線的線性化、圓極化(左旋、右旋)還是橢圓極化? 怎樣得出S21參數(shù)的圖形?
謝謝!
畫增益曲線圖,那個增益越大,就是那種極化。例如,左旋圓極化增益大于右旋圓極化增益,就是左旋圓極化天線。
我天線結構是采用共面波導饋電,所以,我就選用了Lumped Port ,然后使用Driven Terminal模式,但是出現(xiàn)兩個問題,一是Driven Terminal比Driven Modal仿出來的增益高很多,二是我在HFSS11版本中使用Driven Terminal模式加Lumped Port的時候,HFSS程序報錯關閉。請問這些是什么問題啊?
請問怎么在HFSS中看天線的極化特性0
一直沒有找到看天線極化特性的地方,請高手指導一下
可由GainPHI GainTHETA GainGHCP GainLHCP來看出極化是水平 垂直 左旋 右旋!!
polarization ratio 和 axial ratio到底是什么概念0
有什么區(qū)別,分辨一個天線是圓極化還是線極化應該看哪一個參數(shù)
polarization ratio
衡量交叉極化的
axial ratio
衡量圓極化的
如果能用waveport就用waveport,lumped是個模擬的端口,在很多情況下結果不是很能保證精確性
gain 與 realized gain0
請問看天線增益時gain 與 realized gain有什么區(qū)別啊?謝!
Gain=4piU/Pacc
U is the radiation intensity in watts per steradian in the direction specified.
Pacc is the accepted power in watts entering the antenna.
Realized Gain=4piU/Pincident
U is the radiation intensity in watts per steradian in the direction specified.
Pincident is the incident power in watts.
這幾個值的大小可以在antenna parameters中查看.
對于你說的線饋微帶貼片天線而言RealizedGain就是考慮上饋線損耗后的增益,Gain則不考慮。
gain可能是指不考慮饋電電路網(wǎng)絡損耗時的天線的增益,而realized gain是指包括饋電電路網(wǎng)絡損耗在內(nèi)的天線的增益。
關于Er的討論
這個不奇怪!天線劇烈小型化的產(chǎn)物/
er=90甚至er=100+的,都有人在做,而且已經(jīng)產(chǎn)品化!
各位,起初我也在考慮這個問題,一般做天線的最多用到er=20的材料,當er繼續(xù)增大時,天線的效率會降低,為了保證天線的效率,抑制surface waves必須保證,介質(zhì)厚度h/lambda小于0.3/2*pi*(er)0.5,才可以忽略表面波的影響。但是這個er,100+的天線已經(jīng)產(chǎn)品化導航。
問題是,高er材料必然導致高Q,和很窄的BW,很高的LOSS,很低的效率。
希望與大家探討,高er天線應用問題
有介電係數(shù)90的材料,但是目前很少人用來生產(chǎn).
有記得臺灣的碩士論文有人寫過介電係數(shù)90材料,臺灣大學圖書館可以查得到.大都有全文下載.
另外,一般用的介電係數(shù)都是30-60. 及10左右的.
如果用介電係數(shù)那麼高,可能不是那麼好輻射且size也太敏感.
除非沒有其它材料,建議別用介電係數(shù)90,光找材料就有得你找了.別說做出成品.
太高的介電常數(shù)帶來的主要的問題是Q的急劇升高,帶寬的急劇縮小。兩方面分析,一假設一點損耗沒有,那Q應該非常大,帶寬必然非常小。二假設損耗非常大,那Q非常小,帶寬非常大,但是并沒有達到信號傳遞的目的。所以我認為應該是取中間某個折衷,這主要根據(jù)你的系統(tǒng)設置來考慮了。
應用這種材料會帶來的問題我不太清楚,但是就材料來說,這樣的材料肯定是存在的啊;開始的幾位怎么說世界末日呢
90的話,能量都被吃掉了。不是天線了。是熱得快了。一般小于10的。升值還有1的(空氣介質(zhì))
樓上說的理,做天線不應該用那麼高er的,不太合適.
介電常數(shù)90的微波介質(zhì)陶瓷早已產(chǎn)業(yè)化并且廣泛應用了呀。真正少見的是介電常數(shù)40-60之間的介質(zhì)陶瓷材料。
我現(xiàn)在在用的就是ER90的陶瓷材料 [color=#ffffff]微波仿真論壇-http://bbs.rfeda.cn[/color]
在做patch antenna
強烈鄙視下1到7樓,高介電常數(shù)高Q陶瓷介質(zhì)早已大量用于微波電路中,比如介質(zhì)諧振振蕩器,一個很大的優(yōu)點是尺寸小,有利路的小型化。我不想鄙視各位,不過希望各位不要對樓主冷嘲熱諷。
另外回復下12、13、17樓,高Q意味著輻射效率低不假,不過這是介質(zhì)主模的結論,比如TE01、TM01等。而介質(zhì)中存在混合模HEM模,其Q值較低,可用作天線。HEM模介質(zhì)天線這方面早有多篇論文發(fā)表,不過是否投入實際應用我并不清楚。
er=9o,很正常啊,目前80到110間介電常數(shù)的GPS天線已有商業(yè)化批量的產(chǎn)品在賣啦,大家汽車里用的GPS就是用er=9o的微波陶瓷材料做的,才有那馬的小巧!技術天天都在革新
回樓上,汽車里常用的GPS天線用的陶瓷材料沒有90那么高的介電常數(shù)。印象中不超過40的。GPS常用的L1頻率天線也完全沒有必要使用那么高的介電常數(shù),用到30~40天線的尺寸就夠小了。
天啊,是不是都快變成金屬了?這樣的材料如果真的存在,那就是用減縮天線尺寸的,或者減縮RCS的,人家不怕耗電多
最近一直在用HFSS做螺旋天線的仿真
對于creat report中的S11的圖看不明白,不明白如何去判斷一個天線設計的好壞
現(xiàn)在只是對仿真的過程有了大概的了解
9、我想請教的是 S11這個圖有什么意義?
另外就是同軸線的的畫法,大家是如何畫的?我只是畫一個同軸線截面,然后在加激勵時用集總端口的仿真,所以仿真總是不準確,3D的同軸線如何該畫呢?
還有就是在那兒實現(xiàn)阻抗匹配呢? 我的仿真就是仿真天線沒有考慮到阻抗匹配的問題
笨方法卻比較實用:一個圓柱,就是中心導體;再套一個大一點的圓柱,挖掉中心導體部分,就是絕緣體;再套一個更大點的圓柱,挖掉絕緣體和中心導體部分,就是外導體;對中心導體、絕緣體、外導體三部分分別設置相應的材料即可;
今天剛學了
畫一個大圓柱,同時外表面設置perf E 然后掏空小圓柱,然后設置介質(zhì),然后再在里面加個小圓柱,設置為銅
但是要注意阻抗的問題,一定要把所畫同軸線的阻抗設置成50歐姆;主要靠控制內(nèi)外導體的尺寸和絕緣體的介電常數(shù)來確定(必要的時候可以自定義材料)
S11一般指的是天線的輸入端的反射特性,也就是所謂的天線的阻抗是否匹配;
同軸線的的畫法,2樓已經(jīng)介紹了,就不多說,至于加激勵時用集總端口的仿真,那是不對的,應該用波端口激勵;
阻抗匹配直接在設置激勵端口時,軟件有提示,阻抗默認一般都是50,不需要更改的
至于參數(shù)意義問題,S21是傳輸系數(shù),就是從1端口到2端口的傳輸能力的表征;S11為反射系數(shù),1端口進1端口出,很顯然是看反射回來波的情況;一般來說當然是S11越小,S12越大比較理想(當然希望能量能多傳輸一些過去),具體的可以參看微波技術
10、HFSS中怎么看3dB帶寬
可以先畫出遠場增益圖,在圖上顯示在最大增益處分別加減3DB,利用MARK分別讀的加3DB和減3DB的角度,其差值即為3DB帶寬.
先畫出遠區(qū)場方向增益圖,在圖上最大增益處分別加減3dB,減3dB的角度,其差值即是。
2、在Output Variable中定義一個變量GainBW=if(max_swp(dB(GainTotal)) - dB(GainTotal) >3,0, dB(GainTotal)),畫GainBW曲線,可以很直觀地表示出3dB帶寬。
11、HFSS中如何看天線輸入阻抗的Smith原圖?
激勵端口就是天線的饋電點嗎?
請教大家,激勵端口是一種允許能量進入或?qū)С鰩缀谓Y構的邊界條件。HFSS中設置的激勵端口是否就是接收天線的饋電點?Wave Ports和Lumped Ports又有什么區(qū)別?
是
顧名思義,我認為波端口是用來加電磁波的, 集總端口是用來加電壓或者電流的
樓上正解!
補充樓上的一點,一般來說waveport的仿真結果要更加可信一些,但是在某些情況,比如端面設置不能滿足我們需要(微帶口的端面就要有5倍以上的寬度吧,兩三個并排就會overlap了嘛),這個時候萬不得已也可以拿lambport,因為它的設置沒有端面的嚴格要求。
lumped port與lump rlc
仿真負載電阻是用lump rlc吧,那能不能用lumped port呢?跟lump rlc一樣設置。兩者區(qū)別是什么?謝!
如果負載是50Ohm,則用RLC和集總端口是一樣的。用lump port的時候,這個端口實際上是個負載
,因此要看激勵端口的S11,S11的意義是2端口匹配時1端口的反射系數(shù)。
如果負載不是50Ohm,那么lump port的特性阻抗要該成負載的阻抗。
我的理解是:如果把lumped port作為2端口負載,那么計算S11時,因為S11是2端口接匹配負載時1端口的反射系數(shù),所以這時不管你原來把2端口的lumped port阻值設為多少,軟件都會把它變?yōu)榕c2端口匹配的阻值,使得這個端口沒有反射從而算出S11。而如果把lump rlc作為負載接在2端口,則這時它是一個固定阻值的電阻,當它與2端口不匹配時,計算S11時在2端口就會產(chǎn)生反射。所以在一般情況下兩種情況的結果是不一樣的,而我實際仿真出來就是不一樣的,但因為我實際天線還沒加工出來,所以我還不能確定哪個跟實際更接近,但我想應該是用lump rlc更接近實際。不知道我的這個理解正確與否,忘高手指正。謝!
上面說的不太對,lumped port的阻值是特性阻抗,匹配應該是天線部分與特性阻抗匹配,所以如果從二端口看天線的阻抗和lump port的特性阻抗不相等時,一樣是有反射的。
12、請教hfss的端口阻抗問題
1 設計了一個天線,仿真的時候,怎么求天線的輸入阻抗呢,results里的Z sparameter得到的是不是天線的輸入阻抗?比如我要把天線的輸入阻抗匹配到50歐姆,是不是先看Z sparameter的阻抗大小,然后把這個阻抗匹配到50歐姆就行了呢?
2 lump或者wave port里面的阻抗是不是饋線的特性阻抗,在仿真一個天線的時候,將這個值從50歐改到150歐,發(fā)現(xiàn)反射系數(shù)沒有明顯的變化,不知道是什么原因。
輸入阻抗可以通過反射系數(shù)求出來,Z sparameter不是輸入阻抗,而是網(wǎng)絡的Z參數(shù)。result里面有個port Z,這個是端口的特性阻抗。
lump或者wave port設置的阻抗是該端口的端接阻抗,得到的S參數(shù)就是在端接該阻抗時候的"S參數(shù)"(打引號的原因是,真正的S參數(shù)應該是在端接匹配負載時候測試得到的,而這里是在端接特定阻抗時候得到的)
對于天線的單端口網(wǎng)絡,可以認為Z sparameter就是其輸入阻抗,只有一個z(1,1)
改了端口阻抗S11變化不大,你看一下是不是端口設置的時候post processing選項沒有選do not renomalize,可能是這個原因
HFSS里的smith圓圖可以看歸一化輸入阻抗,特性阻抗可以通過port Z0獲取。
13、HFSS仿天線的增益問題
仿真之后的報告里面,天線增益的單位是dB,能不能換成dBi?
dBi,dB是相對值,我在仿真的時候拿什么來做參照呢?意思是我如何知道自己仿真的天線增益是好是壞呢?可能這個問題有點小白了,達人賜教
HFSS里面增益的dB指的就是dBi,這個可以肯定,而且我記得在幫助文件里面是可以看到的。平時習慣簡化了,所以往往省略掉了后面的i。
樓主你自己就可以做確認了,
先畫一個理想的dipole,Matching不要太差,跑一下不用一分鐘,看Gain是幾dB.
拿出以前上過antenna的資料,看dipole的Gain是幾dBi.比對一下就知道現(xiàn)在HFSS是dBi,還是dB, 還是dBd.
1
概念辨析:dBm, dBi, dBd, dB, dBc, dBuV
概念辨析:dBm, dBi, dBd, dB, dBc, dBuV
1、 dBm
dBm是一個考征功率絕對值的值,計算公式為:10lgP(功率值/1mw)。
[例1] 如果發(fā)射功率P為1mw,折算為dBm后為0dBm。
[例2] 對于40W的功率,按dBm單位進行折算后的值應為:
10lg(40W/1mw)=10lg(40000)=10lg4+10lg10+10lg1000=46dBm。
2、dBi 和dBd
dBi和dBd是考征增益的值(功率增益),兩者都是一個相對值, 但參考基準不一樣。dBi的參考基準為全方向性天線,dBd的參考基準為偶極子,所以兩者略有不同。一般認為,表示同一個增益,用dBi表示出來比用dBd表示出來要大2. 15。
[例3] 對于一面增益為16dBd的天線,其增益折算成單位為dBi時,則為18.15dBi(一般忽略小數(shù)位,為18dBi)。
[例4] 0dBd=2.15dBi。
[例5] GSM900天線增益可以為13dBd(15dBi),GSM1800天線增益可以為15dBd(17dBi)。
3、dB
dB是一個表征相對值的值,當考慮甲的功率相比于乙功率大或小多少個dB時,按下面計算公式:10lg(甲功率/乙功率)
[例6] 甲功率比乙功率大一倍,那么10lg(甲功率/乙功率)=10lg2=3dB。也就是說,甲的功率比乙的功率大3 dB。
[例7] 7/8 英寸GSM900饋線的100米傳輸損耗約為3.9dB。
[例8] 如果甲的功率為46dBm,乙的功率為40dBm,則可以說,甲比乙大6 dB。
[例9] 如果甲天線為12dBd,乙天線為14dBd,可以說甲比乙小2 dB。
4、dBc
有時也會看到dBc,它也是一個表示功率相對值的單位,與dB的計算方法完全一樣。一般來說,dBc 是相對于載波(Carrier)功率而言,在許多情況下,用來度量與載波功率的相對值,如用來度量干擾(同頻干擾、互調(diào)干擾、交調(diào)干擾、帶外干擾等)以及耦合、雜散等的相對量值。 在采用dBc的地方,原則上也可以使用dB替代。
5、dBuV
根據(jù)功率與電平之間的基本公式V^2=P*R,可知 dBuV=90+dBm+10*log(R),R為電阻值。
載PHS系統(tǒng)中正確應該是dBm=dBuv-107,因為其天饋阻抗為50歐。
6、dBuVemf 和dBuV
emf:electromotive force(電動勢)
對于一個信號源來講,dBuVemf是指開路時的端口電壓,dBuV是接匹配負載時的端口電壓
pva 凱瑟琳的軟件 算天線方向圖的軟件。
14、我對HFSS內(nèi)存不足的總結
情況1,物理內(nèi)存小,同時虛擬內(nèi)存也開得很小,導致內(nèi)存不足。
解決辦法:把虛擬內(nèi)存加大或者增加物理內(nèi)存
情況2,物理內(nèi)存大,比如4G,或者虛擬內(nèi)存開得大,比如說也開到4G,這時候已經(jīng)到達32位xp可以管理的內(nèi)存上限了,但是在hfss仍然可能出現(xiàn)out of memory,用任務管理器看,發(fā)現(xiàn)內(nèi)存使用量才不到3G,并未到達內(nèi)存上限。這個問題實際是由于32位XP對應用程序進程的限制,及默認情況下應用程序的每個進程占用內(nèi)存不能大于2G,,所以到hfss中的hf3d進程(或者是slove進程,具體哪個進程忘了,反正就是hfss中最占內(nèi)存的那個進程)占用內(nèi)存達到2G時,就出現(xiàn)out of memory。
解決辦法:通過在修改C盤根目錄下boot.ini文件,在multi(0)disk(0)rdisk(0)partition(1)\WINDOWS="Microsoft Windows XP Professional"這句話后面加上參數(shù)“/3GB”,然后重啟電腦,就可以使得單個進程的內(nèi)存占用上限到達3G。
情況3,HFSS進程要占用超過3G以上內(nèi)存
解決辦法:裝54位xp。。。。。。。。HFSS在64位xp下的破解方法貌似論壇里有帖子討論過。考慮到64位xp對很多32位軟件兼容性不好,建議大家裝雙系統(tǒng),1個32xp,1個64xp,平時用32xp,算HFSS的時候用64xp
對HFSS停止運算的一些看法:HFSS有時候會停止運算,有些人說是破解的問題,有些人認為是開雙核的問題,但我的感覺應該是用了太多虛擬內(nèi)存的緣故,建議大家有條件都用物理內(nèi)存,由于數(shù)據(jù)在硬盤中搬運很慢,所以導致cpu在搬運期間無事可做,才導致看起來似乎停止計算了,我以前用1G內(nèi)存+3G虛擬內(nèi)存,開雙核選項,老出現(xiàn)這個問題。加到4G內(nèi)存后,仍然開雙核選項,就幾乎沒出現(xiàn)過了
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